Práctica para el examen FE Electrical and Computer: pack de repaso

Resistencias en serie y en paralelo: en serie, la misma corriente pasa por cada resistencia y R = R₁ + R₂ + …. En paralelo, cada resistencia tiene la misma tensión y 1/R = 1/R₁ + 1/R₂ + …. Una red en escalera se reduce por parejas hasta que queda una sola resistencia equivalente.

Resistencias en serie y en paralelo: en serie, la misma corriente pasa por cada resistencia y R = R₁ + R₂ + …. En paralelo, cada resistencia tiene la misma tensión y 1/R = 1/R₁ + 1/R₂ + …. Una red en escalera se reduce por parejas hasta que queda una sola resistencia equivalente.

Análisis nodal: elige un nodo de referencia, nombra las tensiones de nodo desconocidas, escribe la ley de corrientes de Kirchhoff en cada nodo desconocido usando la ley de Ohm (I = ΔV/R) y resuelve las ecuaciones resultantes.

Análisis nodal: elige un nodo de referencia, nombra las tensiones de nodo desconocidas, escribe la ley de corrientes de Kirchhoff en cada nodo desconocido usando la ley de Ohm (I = ΔV/R) y resuelve las ecuaciones resultantes.

Análisis de mallas: asigna a cada ventana de un circuito plano su propia corriente de lazo, escribe la ley de tensiones de Kirchhoff en cada lazo (suma de caídas = suma de subidas) y resuelve. Las corrientes de rama son la corriente de malla o la diferencia de dos corrientes de malla en una rama compartida.

Análisis de mallas: asigna a cada ventana de un circuito plano su propia corriente de lazo, escribe la ley de tensiones de Kirchhoff en cada lazo (suma de caídas = suma de subidas) y resuelve. Las corrientes de rama son la corriente de malla o la diferencia de dos corrientes de malla en una rama compartida.

Superposición: en un circuito lineal, cualquier tensión o corriente es la suma de las respuestas a cada fuente independiente actuando sola. Para apagar una fuente, sustituye una fuente de tensión ideal por un cortocircuito y una fuente de corriente ideal por un circuito abierto. Las resistencias se quedan donde están.

Superposición: en un circuito lineal, cualquier tensión o corriente es la suma de las respuestas a cada fuente independiente actuando sola. Para apagar una fuente, sustituye una fuente de tensión ideal por un cortocircuito y una fuente de corriente ideal por un circuito abierto. Las resistencias se quedan donde están.

Teorema de Thévenin: toda red lineal de dos terminales se comporta como una única fuente de tensión V_th en serie con una resistencia R_th. El teorema de Norton da la misma red como una fuente de corriente I_N = V_th/R_th en paralelo con R_th.

Teorema de Thévenin: toda red lineal de dos terminales se comporta como una única fuente de tensión V_th en serie con una resistencia R_th. El teorema de Norton da la misma red como una fuente de corriente I_N = V_th/R_th en paralelo con R_th.

Transitorios de primer orden: en un circuito con un condensador o una bobina, cada tensión y corriente pasa de forma exponencial de su valor inicial a su valor final: x(t) = x(∞) + [x(0) − x(∞)]·e^−t/τ, con τ = RC o τ = L/R. Tras unos 5τ el circuito se ha estabilizado.

Transitorios de primer orden: en un circuito con un condensador o una bobina, cada tensión y corriente pasa de forma exponencial de su valor inicial a su valor final: x(t) = x(∞) + [x(0) − x(∞)]·e^−t/τ, con τ = RC o τ = L/R. Tras unos 5τ el circuito se ha estabilizado.

Circuitos de alterna con fasores: resistencias, bobinas y condensadores tienen impedancias R, jωL y 1/(jωC), con ω = 2πf. En serie, las impedancias se suman como resistencias, pero como números complejos. La corriente y la tensión eficaces siguen la ley de Ohm con |Z|.

Circuitos de alterna con fasores: resistencias, bobinas y condensadores tienen impedancias R, jωL y 1/(jωC), con ω = 2πf. En serie, las impedancias se suman como resistencias, pero como números complejos. La corriente y la tensión eficaces siguen la ley de Ohm con |Z|.

Potencia en alterna: la potencia aparente S = V·I (VA) se divide en potencia activa P = S·cos φ (W), que hace trabajo útil, y potencia reactiva Q = S·sin φ (var), que va y viene entre fuente y carga. El factor de potencia es cos φ. Un condensador en paralelo aporta potencia reactiva en el propio punto, así que la corriente de línea baja para la misma potencia activa.

Potencia en alterna: la potencia aparente S = V·I (VA) se divide en potencia activa P = S·cos φ (W), que hace trabajo útil, y potencia reactiva Q = S·sin φ (var), que va y viene entre fuente y carga. El factor de potencia es cos φ. Un condensador en paralelo aporta potencia reactiva en el propio punto, así que la corriente de línea baja para la misma potencia activa.

Sistemas trifásicos equilibrados: en una conexión en Y (estrella) la tensión de línea es √3 veces la tensión de fase, V_L = √3·V_ph, y la corriente de línea es igual a la corriente de fase. En una conexión en Δ (triángulo) la tensión de línea es igual a la tensión de fase y la corriente de línea es √3 veces la corriente de fase, I_L = √3·I_ph. La potencia total es tres veces la potencia de una fase: P = 3·V_ph·I_ph·cos φ = √3·V_L·I_L·cos φ.

Sistemas trifásicos equilibrados: en una conexión en Y (estrella) la tensión de línea es √3 veces la tensión de fase, V_L = √3·V_ph, y la corriente de línea es igual a la corriente de fase. En una conexión en Δ (triángulo) la tensión de línea es igual a la tensión de fase y la corriente de línea es √3 veces la corriente de fase, I_L = √3·I_ph. La potencia total es tres veces la potencia de una fase: P = 3·V_ph·I_ph·cos φ = √3·V_L·I_L·cos φ. Corrección del factor de potencia: los condensadores aportan potencia reactiva en el propio punto, Q_C = P·(tan φ₁ − tan φ₂). Cada uno de los tres condensadores aporta Q_C/3 = V²·ω·C, donde V es la tensión en ese condensador: V_L en una batería en triángulo, V_L/√3 en una batería en estrella.

Transformador ideal: las tensiones están en la relación de las espiras y las corrientes en la relación inversa: V₁/V₂ = N₁/N₂ = a e I₁/I₂ = N₂/N₁ = 1/a, así que la potencia de entrada es igual a la de salida, V₁·I₁ = V₂·I₂. Una impedancia de carga Z en el secundario se ve como a²·Z desde el primario.

Pérdidas del transformador: las pérdidas en el hierro (histéresis y corrientes de Foucault) dependen de la tensión y son las mismas con cualquier carga. Las pérdidas en el cobre de los devanados van con el cuadrado de la corriente, así que a una fracción x de la carga nominal valen x²·P_cu,fl. Rendimiento η = P_out/(P_out + P_core + P_cu), con P_out = x·S·pf. El rendimiento es máximo con la carga a la que las pérdidas en el cobre igualan a las pérdidas en el hierro.

Reglas del amplificador operacional ideal: con realimentación negativa, el amplificador ajusta su salida para que sus dos entradas estén a la misma tensión (V₋ = V₊), y no entra corriente por ninguna entrada. Aplicar la LCK en la entrada inversora con estos dos hechos da la salida.

Reglas del amplificador operacional ideal: con realimentación negativa, el amplificador ajusta su salida para que sus dos entradas estén a la misma tensión (V₋ = V₊), y no entra corriente por ninguna entrada. Aplicar la LCK en la entrada inversora con estos dos hechos da la salida.

Punto de trabajo del BJT: en la región activa V_BE = 0,7 V, I_C = β·I_B e I_E = (β + 1)·I_B. Halla I_B en la malla de base con la LTK, luego I_C y luego V_CE en la malla colector–emisor. Un divisor de tensión en la base se sustituye por su equivalente de Thévenin V_TH = V_CC·R₂/(R₁ + R₂), R_TH = R₁∥R₂; una resistencia de emisor aparece (β + 1) veces mayor en la malla de base.

El BJT como interruptor: para activar del todo una carga, el transistor se lleva a saturación, donde V_CE = V_CE(sat) y la corriente de colector la fija la carga: I_C(sat) = (V_CC − V_CE(sat))/R_C. La saturación necesita al menos I_B = I_C(sat)/β. Si la corriente de base es menor, el transistor sigue en activa e I_C = β·I_B.

Sistemas de numeración posicionales: cada dígito vale su valor por una potencia de la base. En binario las posiciones valen 1, 2, 4, 8, 16, …; en hexadecimal 1, 16, 256, …, con A–F para 10–15. En complemento a dos de 8 bits, el bit de la izquierda vale −128 en vez de +128; así se guardan los números negativos.

Sistemas de numeración posicionales: cada dígito vale su valor por una potencia de la base. En binario las posiciones valen 1, 2, 4, 8, 16, …; en hexadecimal 1, 16, 256, …, con A–F para 10–15. En complemento a dos de 8 bits, el bit de la izquierda vale −128 en vez de +128; así se guardan los números negativos.

Multiplexor: un multiplexor de 2ⁿ a 1 pasa una de sus entradas de datos a la salida; las líneas de selección, leídas como un número binario, eligen cuál. En un MUX de 4 a 1 con selecciones S₁S₀ = AB, F = A′B′·I₀ + A′B·I₁ + AB′·I₂ + AB·I₃. Conectar las entradas de datos a 0, 1, C o C′ hace que el MUX produzca cualquier función de A, B y C, lo que es una forma habitual de construir lógica con un solo chip.

Biestables y contadores: un biestable cambia solo en el flanco activo del reloj. D copia su entrada (Q⁺ = D); T conmuta cuando T = 1; JK mantiene con 00, pone a 0 con 01, pone a 1 con 10 y conmuta con 11. Un contador binario de n bits tiene 2ⁿ estados y cuenta módulo 2ⁿ; un contador módulo N cuenta 0, 1, …, N − 1 y vuelve a 0, y necesita el menor n con 2ⁿ ≥ N biestables. Cada etapa de un contador asíncrono divide la frecuencia a la mitad, así que la última salida de un contador módulo N funciona a f_clk/N. Un contador Johnson de n biestables tiene 2n estados y un contador en anillo, n.

Transformada de Laplace: F(s) = ∫₀^∞ f(t)·e^−st dt convierte las derivadas en multiplicaciones por s: ℒ{f′} = sF(s) − f(0), ℒ{f″} = s²F(s) − s·f(0) − f′(0). Pares estándar: 1 ↔ 1/s, e^−at ↔ 1/(s + a), t·e^−at ↔ 1/(s + a)², sin ωt ↔ ω/(s² + ω²), cos ωt ↔ s/(s² + ω²), y un desplazamiento s → s + σ multiplica la función temporal por e^−σt. Para invertir una F(s) racional, descomponla en fracciones parciales: el residuo de un polo simple p es A = [(s − p)·F(s)] en s = p. Teorema del valor final: f(∞) = lim_s→0 s·F(s), válido solo cuando todos los polos de s·F(s) están en el semiplano izquierdo. Teorema del valor inicial: f(0⁺) = lim_s→∞ s·F(s).

Transformada de Laplace: F(s) = ∫₀^∞ f(t)·e^−st dt convierte las derivadas en multiplicaciones por s: ℒ{f′} = sF(s) − f(0), ℒ{f″} = s²F(s) − s·f(0) − f′(0). Pares estándar: 1 ↔ 1/s, e^−at ↔ 1/(s + a), t·e^−at ↔ 1/(s + a)², sin ωt ↔ ω/(s² + ω²), cos ωt ↔ s/(s² + ω²), y un desplazamiento s → s + σ multiplica la función temporal por e^−σt. Para invertir una F(s) racional, descomponla en fracciones parciales: el residuo de un polo simple p es A = [(s − p)·F(s)] en s = p. Teorema del valor final: f(∞) = lim_s→0 s·F(s), válido solo cuando todos los polos de s·F(s) están en el semiplano izquierdo. Teorema del valor inicial: f(0⁺) = lim_s→∞ s·F(s).

Álgebra de diagramas de bloques: los bloques en serie se multiplican (G₁·G₂), los bloques en paralelo se suman (G₁ + G₂), y un lazo con camino directo G y camino de realimentación H se reduce a T = G/(1 + G·H) para realimentación negativa y G/(1 − G·H) para realimentación positiva. Reduce primero los lazos internos y avanza hacia fuera. Los polos en lazo cerrado son las raíces de la ecuación característica 1 + G(s)H(s) = 0. Para un lazo estable, una entrada escalón de tamaño A da la salida en régimen estacionario A·T(0); con realimentación unitaria el error en régimen estacionario ante un escalón es A/(1 + K_p) con K_p = G(0).

Álgebra de diagramas de bloques: los bloques en serie se multiplican (G₁·G₂), los bloques en paralelo se suman (G₁ + G₂), y un lazo con camino directo G y camino de realimentación H se reduce a T = G/(1 + G·H) para realimentación negativa y G/(1 − G·H) para realimentación positiva. Reduce primero los lazos internos y avanza hacia fuera. Los polos en lazo cerrado son las raíces de la ecuación característica 1 + G(s)H(s) = 0. Para un lazo estable, una entrada escalón de tamaño A da la salida en régimen estacionario A·T(0); con realimentación unitaria el error en régimen estacionario ante un escalón es A/(1 + K_p) con K_p = G(0).

Respuesta al escalón: un sistema de primer orden G(s) = K/(τs + 1) responde a un escalón de tamaño U con y(t) = K·U·(1 − e^−t/τ): alcanza el 63,2 % del valor final K·U después de una constante de tiempo τ y el 98 % después de 4τ. Un sistema de segundo orden G(s) = K·ωₙ²/(s² + 2ζωₙs + ωₙ²) tiene los polos s = −ζωₙ ± jω_d con ω_d = ωₙ√(1 − ζ²). Para 0 < ζ < 1 la respuesta al escalón tiene sobreimpulso: sobreimpulso porcentual %OS = 100·e^{−ζπ/√(1−ζ²)}, tiempo de pico t_p = π/ω_d y tiempo de establecimiento al 2 % t_s ≈ 4/(ζωₙ). Compara el denominador con s² + 2ζωₙs + ωₙ² para obtener ωₙ y ζ. Para un sistema masa–resorte–amortiguador ωₙ = √(k/m) y ζ = c/(2√(km)); para un circuito RLC serie ωₙ = 1/√(LC) y ζ = (R/2)·√(C/L).

Respuesta al escalón: un sistema de primer orden G(s) = K/(τs + 1) responde a un escalón de tamaño U con y(t) = K·U·(1 − e^−t/τ): alcanza el 63,2 % del valor final K·U después de una constante de tiempo τ y el 98 % después de 4τ. Un sistema de segundo orden G(s) = K·ωₙ²/(s² + 2ζωₙs + ωₙ²) tiene los polos s = −ζωₙ ± jω_d con ω_d = ωₙ√(1 − ζ²). Para 0 < ζ < 1 la respuesta al escalón tiene sobreimpulso: sobreimpulso porcentual %OS = 100·e^{−ζπ/√(1−ζ²)}, tiempo de pico t_p = π/ω_d y tiempo de establecimiento al 2 % t_s ≈ 4/(ζωₙ). Compara el denominador con s² + 2ζωₙs + ωₙ² para obtener ωₙ y ζ. Para un sistema masa–resorte–amortiguador ωₙ = √(k/m) y ζ = c/(2√(km)); para un circuito RLC serie ωₙ = 1/√(LC) y ζ = (R/2)·√(C/L).

Respuesta en frecuencia: sustituye s = jω en la función de transferencia. El módulo en decibelios es 20·log₁₀|H(jω)| y la fase es la suma de los ángulos de los factores del numerador menos los del denominador. Un filtro RC o RL de primer orden tiene su frecuencia de corte (−3 dB) en ω_c = 1/(RC) o R/L, y f_c = ω_c/(2π); un filtro paso bajo da |H| = 1/√(1 + (ω/ω_c)²) y φ = −atan(ω/ω_c). En el diagrama de Bode asintótico (de rectas) cada polo hace bajar el módulo 20 dB/década en su frecuencia de esquina, cada cero lo hace subir 20 dB/década, y un integrador 1/s da −20 dB/década en todas las frecuencias. Cruce de ganancia ω_c: |L(jω)| = 1 (0 dB); margen de fase MF = 180° + ∠L(jω_c). Cruce de fase ω₁₈₀: ∠L(jω) = −180°; margen de ganancia MG = −20·log₁₀|L(jω₁₈₀)| dB. El lazo cerrado es estable cuando ambos márgenes son positivos.

Respuesta en frecuencia: sustituye s = jω en la función de transferencia. El módulo en decibelios es 20·log₁₀|H(jω)| y la fase es la suma de los ángulos de los factores del numerador menos los del denominador. Un filtro RC o RL de primer orden tiene su frecuencia de corte (−3 dB) en ω_c = 1/(RC) o R/L, y f_c = ω_c/(2π); un filtro paso bajo da |H| = 1/√(1 + (ω/ω_c)²) y φ = −atan(ω/ω_c). En el diagrama de Bode asintótico (de rectas) cada polo hace bajar el módulo 20 dB/década en su frecuencia de esquina, cada cero lo hace subir 20 dB/década, y un integrador 1/s da −20 dB/década en todas las frecuencias. Cruce de ganancia ω_c: |L(jω)| = 1 (0 dB); margen de fase MF = 180° + ∠L(jω_c). Cruce de fase ω₁₈₀: ∠L(jω) = −180°; margen de ganancia MG = −20·log₁₀|L(jω₁₈₀)| dB. El lazo cerrado es estable cuando ambos márgenes son positivos.

Criterio de Routh–Hurwitz: un sistema lineal es estable cuando todas las raíces de su polinomio característico están en el semiplano izquierdo del plano s. Escribe los coeficientes alternadamente en las dos primeras filas de la tabla de Routh. Cada elemento de una fila nueva sale de las dos filas de encima; para un polinomio cúbico a₃s³ + a₂s² + a₁s + a₀ el elemento de s¹ es b₁ = (a₂·a₁ − a₃·a₀)/a₂. El número de cambios de signo en la primera columna es igual al número de raíces en el semiplano derecho. Con una ganancia K en los coeficientes, todos los elementos de la primera columna deben seguir siendo positivos: la ganancia que anula el elemento de s¹ es el límite de estabilidad, y la fila de s² da entonces la frecuencia de la oscilación sostenida.

Lugar de las raíces: cuando la ganancia K va de 0 a ∞, los polos de lazo cerrado, las raíces de 1 + K·G(s) = 0, se desplazan desde los polos de lazo abierto hasta los ceros de lazo abierto o hasta el infinito. Un punto del eje real pertenece al lugar cuando el número de polos y ceros reales situados a su derecha es impar. Las n − m ramas que van al infinito siguen asíntotas con los ángulos (2q + 1)·180°/(n − m), que parten del centroide σₐ = (Σ polos − Σ ceros)/(n − m). Las ramas salen del eje real o se unen a él donde dK/ds = 0. La condición de ángulo ∠G(s) = 180° fija la forma, y la condición de módulo K = 1/|G(s)| da la ganancia en cualquier punto del lugar.

Error en régimen permanente: en un lazo con realimentación unitaria y función de transferencia de lazo abierto G(s) el error es E(s) = R(s)/(1 + G(s)), y por el teorema del valor final e_ss = lim_s→0 s·E(s). El tipo del sistema es el número de polos de G(s) en s = 0. Las constantes de error son K_p = lim G(s), K_v = lim s·G(s) y K_a = lim s²·G(s), todas para s → 0. Un escalón de tamaño A da e_ss = A/(1 + K_p), una rampa A·t da A/K_v y una parábola A·t²/2 da A/K_a. Un lazo de tipo 0 sigue un escalón con un error finito, un lazo de tipo 1 lo sigue exactamente y sigue una rampa con un error finito.

Control P, PI y PID: el controlador C(s) = K_p + K_i/s + K_d·s actúa sobre el error. Una ganancia proporcional hace el lazo más rápido y reduce el error de una planta de tipo 0, pero nunca lo elimina. El término integral añade un polo en s = 0: el tipo del sistema sube una unidad y un escalón se sigue sin error. El término derivativo añade amortiguamiento. Para elegir las ganancias, escribe el polinomio característico de lazo cerrado y compáralo con s² + 2ζω_ns + ω_n². Entonces %OS = 100·e^{−ζπ/√(1−ζ²)}, t_p = π/ω_d con ω_d = ω_n√(1 − ζ²), y t_s ≈ 4/(ζω_n).